Circuito convertidor CC a CC de alta potencia - Variable de 12 V a 30 V

Circuito convertidor CC a CC de alta potencia - Variable de 12 V a 30 V

La publicación explica cómo hacer un circuito convertidor elevador de CC a CC de alta potencia que aumentará un 12 V CC a cualquier nivel más alto hasta un máximo de 30 V, y a una tasa de corriente de 3 amperios. Esta salida de alta corriente se puede mejorar aún más si se actualizan adecuadamente las especificaciones del calibre del cable del inductor.

Otra gran característica de este convertidor es que la salida se puede variar linealmente a través de un potenciómetro, desde el rango mínimo posible hasta el rango máximo.



Indroducción

Convertidores CC-CC destinados a aumentar el voltaje de la batería del automóvil a menudo se configuran alrededor de un tipo de fuente de alimentación de modo conmutado (SMPSU) o un multivibrador de potencia, que acciona un transformador.



El convertidor de potencia explicado en este artículo emplea el dispositivo Circuito integrado TL 497A de Texas Instruments . Este IC en particular facilita una excelente regulación de voltaje con un mínimo de ruido de salida que se logra de manera bastante conveniente, y de la misma manera asegura un alto rendimiento de conversión.

Cómo funciona el circuito

El convertidor detallado aquí utiliza un topología flyback . La teoría del flyback parece ser la técnica más adecuada y funcional para obtener un voltaje de salida inmediato que se origina en un voltaje de entrada directo más bajo.



El principal componente de conmutación del convertidor es en realidad un transistor SIPMOS de potencia T1 (ver Fig. 1). Durante su período de conducción, la corriente que pasa por L1 aumenta exponencialmente con el tiempo.

Durante el tiempo de encendido del ciclo de conmutación, el inductor almacena la energía magnética inducida.

Circuito convertidor variable de 3 amperios de 12 V a 30 V

Tan pronto como se apaga el transistor, el inductor invierte la energía magnética almacenada, convirtiéndola en una corriente eléctrica a través de la carga conectada a través de D1.



Durante este procedimiento, es crucial asegurarse de que el transistor continúe APAGADO durante el período en el que el campo magnético del inductor se reduce a cero.

En caso de que esta condición no se implemente, la corriente a través del inductor se eleva hasta el nivel de saturación. Posteriormente, un efecto de avalancha da como resultado que la corriente se maximice con bastante rapidez.

El tiempo de activación del control de transistor relativo, o el factor de trabajo, por lo tanto, no debe permitirse que llegue al nivel unitario. El factor de trabajo máximo permitido se basa, en varios otros aspectos, en torno al voltaje de salida.

Esto se debe a que decide la tasa de disminución de la fuerza del campo magnético. La potencia de salida más alta que podría obtenerse del convertidor está determinada por la corriente máxima permitida procesada por el inductor y la frecuencia de conmutación de la señal de activación.

Los elementos de restricción aquí son principalmente el instante de saturación y las clasificaciones máximas tolerables del inductor para las pérdidas de cobre, así como la corriente máxima a través del transistor de conmutación (no olvide que un pico de un nivel de energía eléctrica específico llega a la salida durante cada conmutación legumbres).

Usando IC TL497A para el PWM

El funcionamiento de este CI es bastante no tradicional, lo que podría entenderse a partir de una breve explicación a continuación. A diferencia de la implementación de frecuencia fija convencional, los circuitos integrados de controlador SMPSU de factor de trabajo variable, el TL497A está certificado como un dispositivo de frecuencia ajustable y de tiempo fijo.

Por lo tanto, el factor de trabajo se controla mediante el ajuste de la frecuencia para garantizar un voltaje de salida constante.

Este enfoque trae a la realidad un circuito bastante sencillo, sin embargo, proporciona la desventaja de que la frecuencia de conmutación alcanza un rango más bajo que puede ser audible para el oído humano para cargas que trabajan con una corriente más baja.

En realidad, la frecuencia de conmutación cae por debajo de 1 Hz una vez que se retira la carga del convertidor. Los clics lentos son audibles debido a los pulsos de carga conectados a los condensadores de salida para mantener un voltaje de salida fijo.

Cuando no hay carga conectada, los capacitores de salida tienden a descargarse, obviamente, gradualmente a través de la resistencia de detección de voltaje.

El oscilador interno a tiempo de IC TL497A es constante y está decidido por C1. El oscilador se puede desactivar de tres formas:

  • Primero, cuando el voltaje en el pin 1 aumenta más allá del voltaje de referencia (1.2 V)
  • En segundo lugar, cuando la corriente del inductor supera un valor específico más alto
  • Y tercero, mediante la entrada de inhibición (aunque no se utiliza en este circuito).

Durante el proceso de trabajo estándar, el oscilador interno permite la conmutación de T1 de tal manera que la corriente del inductor aumenta linealmente.

Cuando se apaga T1, la energía magnética acumulada dentro del inductor retrocede a través del capacitor que se carga a través de esta energía de contraef.

El voltaje de salida, junto con el voltaje del pin 1 del IC TL497A, sube ligeramente, lo que hace que el oscilador se desactive. Esto continúa hasta que el voltaje de salida ha caído a un nivel significativamente más bajo. Esta técnica se ejecuta de manera cíclica, en lo que respecta a la suposición teórica.

Sin embargo, en una disposición que utiliza componentes reales, el aumento de voltaje inducido con la carga de los condensadores en un solo intervalo de oscilador es en realidad tan pequeño que el oscilador permanece activado hasta que la corriente del inductor alcanza el valor más alto, según lo determinado por los componentes R2 y R3 (la caída de voltaje alrededor de R1 y R3 suele ser de 0,7 V en este punto).

El aumento escalonado de la corriente como se indica en la figura 2b se debe al factor de trabajo de la señal del oscilador que resulta ser superior a 0,5.

Tan pronto como se alcanza la corriente óptima alcanzada, el oscilador se desactiva, lo que permite que el inductor transfiera su energía a través de los condensadores.

En esta situación particular, el voltaje de salida se eleva a una magnitud que es simplemente alta para asegurar que el oscilador se apague por medio del pin 1 del IC. El voltaje de salida ahora cae rápidamente, de modo que un nuevo ciclo de carga puede comenzar y repetirse el procedimiento.

Sin embargo, lamentablemente, los procedimientos de conmutación discutidos anteriormente se combinarán con pérdidas comparativamente grandes.

En una implementación de la vida real, este problema se puede remediar configurando el tiempo de encendido (a través de C1) lo suficientemente alto como para asegurarse de que la corriente a través del inductor nunca se extienda al nivel más alto en un solo intervalo de oscilador (ver Fig.3).

El remedio en tales casos puede ser la incorporación de un inductor con núcleo de aire, que presenta una autoinductancia razonablemente mínima.

Características de la forma de onda

Los gráficos de tiempo en la Fig. 3 demuestran formas de onda de señal en los factores clave del circuito. El oscilador principal dentro del TL497A funciona con una frecuencia reducida (por debajo de I Hz cuando no hay carga en la salida del convertidor).

El tiempo instantáneo durante el encendido, indicado como pulso rectangular en la Fig. 3a, depende del valor del condensador C1. El tiempo de desconexión lo establece la corriente de carga. Durante la conmutación a tiempo, el transistor T1 se enciende y hace que la corriente del inductor aumente (Fig. 3b).

imágenes de forma de onda

Durante el período de tiempo de apagado posterior al pulso de corriente, el inductor funciona como una fuente de corriente.

El TL497A analiza el voltaje de salida atenuado en el pin 1 con su voltaje de referencia interno de 1.2 V. En caso de que el voltaje evaluado sea más bajo que el voltaje de referencia, T1 se polariza más fuerte para que el inductor almacene adecuadamente la energía.

Estos ciclos repetidos de carga y descarga desencadenan un cierto nivel de voltaje de ondulación a través de los capacitores de salida (Fig. 3c). La opción de retroalimentación permite ajustar la frecuencia del oscilador para asegurar la mejor compensación posible de los déficits de voltaje causados ​​por la corriente de carga.

El diagrama de pulsos de tiempo en la Fig. 3d revela un movimiento sustancial del voltaje de drenaje debido al factor Q (calidad) relativamente alto del inductor.

Aunque las oscilaciones de rizado parásitas generalmente no afectan el funcionamiento regular de este convertidor de potencia de CC a CC, estas podrían suprimirse utilizando una resistencia paralela de 1 k a través del inductor.

Consideraciones prácticas

Normalmente, un circuito SMPS se desarrolla para lograr una corriente de salida máxima en lugar de una corriente de salida en reposo.

La alta eficiencia junto con un voltaje de salida constante junto con una ondulación mínima se convierten además en los objetivos clave del diseño. En general, las características de regulación de carga de un SMPS basado en flyback apenas dan motivo de preocupación.

A lo largo de cada ciclo de conmutación, la relación de encendido / apagado o el ciclo de trabajo se ajusta en relación con la corriente de carga, para que el voltaje de salida continúe siendo relativamente estable a pesar de las fluctuaciones sustanciales de la corriente de carga.

El escenario parece ligeramente diferente en términos de eficiencia general. Un convertidor elevador basado en la topología de retorno normalmente produce picos de corriente bastante sustanciales, que pueden desencadenar una pérdida significativa de energía (no olvide que la potencia aumenta exponencialmente a medida que aumenta la corriente).

Sin embargo, en la operación de la vida real, el circuito convertidor de CC a CC de alta potencia recomendado proporciona una eficiencia general superior al 70% con una corriente de salida óptima, y ​​eso se ve bastante impresionante con respecto a la simplicidad del diseño.

Esto, en consecuencia, exige que se alimente hasta la saturación, lo que lleva a un tiempo de apagado razonablemente prolongado. Naturalmente, cuanto más tiempo requiera el transistor para cortar la corriente del inductor, menor será la eficiencia general del diseño.

De una manera bastante poco convencional, el MOSFET BUZ10 se conmuta a través del pin 11 de la salida de prueba del oscilador, en lugar del transistor de salida interno.

El diodo D1 es otro componente crucial dentro del circuito. Las necesidades de esta unidad son un potencial para soportar picos de corriente altos y una caída hacia adelante lenta. El Tipo B5V79 cumple todos estos requisitos y no debe sustituirse por ninguna otra variante.

Volviendo al diagrama del circuito principal de la Fig. 1, debe tenerse en cuenta que las corrientes máximas de 15-20 A generalmente no son anormales en el circuito. Para evitar problemas con baterías que tienen una resistencia interna comparativamente más alta, el condensador C4 se introduce como un búfer en la entrada del convertidor.

Teniendo en cuenta que los condensadores de salida son cargados por el convertidor a través de pulsos rápidos, como picos de corriente, un par de condensadores están conectados en paralelo para asegurarse de que la capacitancia run-a-way se mantenga lo más mínima posible.

El convertidor de potencia CC a CC en realidad no cuenta con protección contra cortocircuitos. Poner en cortocircuito los terminales de salida será exactamente como poner en cortocircuito la batería a través de D1 y L1. Es posible que la autoinductancia de L1 no sea lo suficientemente alta como para restringir la corriente durante el período necesario para permitir que se funda un fusible.

Detalles constructivos del inductor

L1 se crea enrollando 33 vueltas y media de alambre de cobre esmaltado. La figura 5 muestra las proporciones. La mayoría de las empresas proporcionan alambre de cobre esmaltado sobre un rollo de ABS, que generalmente funciona como el anterior para construir el inductor.

Haciendo el inductor cconverter de 3 amperios

Taladre un par de orificios de 2 mm en el borde inferior para deslizar los cables del inductor. Uno de los orificios estará cerca del cilindro y el otro en la circunferencia exterior del primero.

Puede que no sea útil considerar un cable grueso para construir el inductor, debido al fenómeno del efecto piel, que provoca el desplazamiento de los portadores de carga a lo largo de la superficie exterior del cable o la piel del cable. Esto debe evaluarse con respecto a la magnitud de las frecuencias empleadas en el convertidor.

Para garantizar una resistencia mínima dentro de la inductancia necesaria, se recomienda trabajar con un par de alambres de 1 mm de diámetro, o incluso 3 o 4 alambres de 0,8 mm de diámetro en manojo.

Aproximadamente tres cables de 0,8 min nos permitirán obtener una dimensión total que puede ser aproximadamente idéntica a dos cables de 1 mm, pero proporciona un área de superficie efectiva un 20% más alta.

El inductor está bien enrollado y se puede sellar con un compuesto apropiado a base de resina o epoxi para controlar o suprimir la fuga de ruido audible (recuerde que la frecuencia de funcionamiento está dentro del rango audible).

Construcción y alineación

A continuación se presenta la placa de circuito impreso o el diseño de la PCB previsto para el circuito convertidor CC CC de alta potencia propuesto.

diseño de PCB convertidor

Varios factores de construcción deben tener algunas consideraciones. Las resistencias R2 y R3 pueden calentarse bastante y, por lo tanto, deben instalarse a unos pocos mm por encima de la superficie de la PCB.

La corriente máxima que se mueve por medio de estas resistencias podría alcanzar hasta 15 A.

El power-FET también se calentará sustancialmente y requerirá un disipador de calor de tamaño razonable y el kit de aislamiento de mica estándar.

Es posible que el diodo funcione sin enfriarse, aunque idealmente se puede sujetar sobre un disipador de calor común utilizado para el FET de potencia (recuerde aislar los dispositivos eléctricamente). Mientras está en funcionamiento normal, el inductor puede mostrar una cantidad considerable de calentamiento.

Se deben incorporar conectores y cables de alta resistencia en la entrada y salida de este convertidor. La batería está protegida con un fusible de acción retardada de 16 A introducido dentro de la línea de alimentación de entrada.

¡Tenga cuidado con el hecho de que el fusible no proporcionará ninguna forma de protección al convertidor durante cortocircuitos de salida! El circuito es bastante fácil de configurar y puede realizarse de la siguiente manera:

Ajuste R1 para lograr el voltaje de salida deseado, que puede oscilar entre 20 y 30 V. El voltaje de salida podría reducirse por debajo de este, aunque no debe ser menor que el voltaje de entrada.

Esto se puede hacer insertando una resistencia más pequeña en lugar de R4. Se puede esperar que la corriente de salida más alta sea de aproximadamente 3 A.

Lista de partes




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